電機控制應用的系統(tǒng)設計師在選擇恰當的功率模塊時,常常一籌莫展稍途。為此,各供應商正在開發(fā)基于行為模型的新技術,來實現對集成功率模塊的性能仿真,從而幫助設計人員迅速確定最能滿足應用要求的功率模塊着逐。

在家用電器和輕工業(yè)設備等應用中,采用電子調速的三相感應式電機可實現功率的優(yōu)化呕童。為加快電子調速的設計并提高成本效益,系統(tǒng)設計人員開始采用先進的集成運動控制模塊漆际。但設計工程師們難于選擇最合適的模塊和周邊元件,以及確定臨界的運行極限。為幫助設計人員迅速確定最能滿足應用要求的模塊,各供應商正在開發(fā)基于行為模型的新技術夺饲。

功率模塊選擇

由于電機控制器中采用的脈寬調制(PWM)和空間矢量調制(SVM)技術十分復雜,且難以仿真,使設計工程師難以選擇恰當的功率模塊,而造成這些困難的根本原因是因為時間常數的變化范圍太大(從低于1毫秒的開關時間到若干秒的熱效應時間)奸汇。

通常采用的Spice模型并不適合用來解決這類問題,這是因為Spice模型需要很長的仿真時間。并且為得到準確的功耗計算精度,Spice模型的技術復雜度往声、建模時間和仿真時間都會相應增加,從而需要控制模塊供應商提供更多的技術支持擂找。

國際整流器公司并沒有采用此類方法,而是發(fā)展更加準確的新模型。通過采用這些模型,設計工程師可以更清楚地從仿真中知道某個模塊是如何工作的浩销。

行為模型

通常設計工程師需要評估功耗,并在選擇功率模塊時確保其具有相匹配的額定電流贯涎。此外,還需要保證相對于功率晶體管接點溫度的足夠的熱安全余量。作為物理模型的可行替代方案,行為模型并不需要表現各種硅器件的內部工作情況,而只有分析系統(tǒng)時所需要的輸入/輸出,如同一個“黑盒子”慢洋。

通過下面的等式,這些模型可用來計算傳導損耗和開關損耗:

V_CEON=V_T+a.I^b

V_F=V_TD+ad.I^bd

E_ON=(h1+h21^x)I^k

E_OFF=(m1+m21^y)Iⁿ

E_DIODE=d1.I^d2

假定開關損耗與總線電壓呈線性變化塘雳。在上述方程式中,當V_BUS=400V、T_J=150℃時,右邊的參數是在不同的電流條件下對測量值采用曲線逼近法所獲得的,且驅動器/R_G內置于功率模塊普筹。

行為模型往往十分準確,特別是當實際條件接近測量條件時败明。在過去幾年中,我們已運用這些模型來定義新產品和準備IGBT產品的技術文檔。

熱行為建模

在考慮熱模型時,雖然現有的基于有限元分析(FEA)工具的物理模型比較準確,但仍需要很長的仿真時間沉沾。采用類似于對電特性建模的方法,就可以建立一個行為模型,該模型不包含熱堆疊(thermal stack)內部工作的具體信息讼狗。

首先用FEA工具計算功率模塊的步進響應(step response)。通過將功耗在逆變器的6個IGBT和6個二極管之間分配,因而已將硅片相互之間的熱影響計算在內篇张。一般情況下,85%的損耗產生在IGBT,15%的損耗產生在二極管,例如我們的IMOTION PlugnDrive系列的功率模塊窥吮。

其次,步進響應的規(guī)格化曲線是熱阻曲線,它連最差的IGBT的熱損耗情況都能如實反映,因而是有效的熱行為模型。熱阻曲線可以通過FEA工具來獲得。

行為建模策略

行為建模的目的是計算功耗和接點溫度,并用這個信息反過來得出該模型在特定應用下的最高電流值哗搏。在逆變器配置中,IGBT和二極管根據調制技術甫沉、功率因子和調制指數來分享電流,在純正弦調制條件下可以計算出平均功耗的一個閉合解。該方法在電機的工作頻率足夠高(>50Hz)時有效,因此由非恒定功耗造成的接點溫度的波動變化可以忽略酒危。

但是,由逆變器控制的電機通常都工作于較低的頻率似靖。并且包括SVM在內的不同的調制技術,要求一整套全新的方程式,甚至連一個閉合解都可能不存在。很明顯,這需要尋找另外的方法败旋。

計算接點溫度的波動是克服這些局限必要的第一步录切。同樣,功耗也沒有用閉合方程來計算。下面的方法使用了:

• 在半個調制周期內計算功耗

• 在假定電流恒定的條件下(在開關周期內),計算開關周期內的傳導和開關損耗

• 節(jié)省了半個調制頻率期間的最大功耗

但是,由于使用的熱模型是基于熱阻曲線,熱模型的微分方程上的參數是未知的,因此功耗的原形波形不能用來計算接點溫度仁连。相反,由于熱阻曲線表示的是接點溫度,因此當器件的功耗為一連串重復方形脈沖并采用下列假設時,總功耗的波形接近于一連串方形波:

1. 器件的峰值功耗等于方形波的峰值

2. 器件的平均功耗等于在這半個調制周期上的方波的平均值

通過給熱堆疊建立一個RC梯形模型,然后采用Pspice來求解,這個假設可以得到一個十分準確的結果蓝角。事實上,這個結果所產生的微小誤差可以提高安全性,反過來得到一個略高的安全余量》苟基于上面的思路,就能計算出特定功率模塊在特定應用條件下提供給電機的最高電流使鹅。采用下列假設可以生成電流曲線:

• 條件溫度假定為恒溫(如100℃)

• 最高電流是引起接點溫度達到最高允許值(如150°C)的電流

• 特定調制技術(正弦或空間矢量調制)和特定的工作參數(功率因子,調制指數)

電流值是以開關頻率的函數形式給出,如圖1所示,該曲線反映了開關損耗的影響。電流容量也能以電機調制頻率的函數形式給出(見圖2)昌抠。圖2的曲線是在恒定開關頻率條件下得到的,該曲線顯示了接點溫度的波動患朱。在較低的調制頻率下,接點溫度的波動增加,引起功率模塊的電流值降低,使接點溫度峰值不超過預設極限,在這里假定為150℃。

分流電阻的功耗

在典型的電機驅動應用中,分流電阻器用來提供電流反饋和過流保護炊苫。分流電阻器通常放在低端總線上,流過該電阻器的電流波形取決于所采用的調制技術裁厅。在設計電機驅動時,確定分流電阻器的功耗很重要。通常很難找到一個聯系RMS相電流和分流電阻中RMS電流的公式侨艾。但是,可以用一個簡單模型,并在最通用的工作條件下通過幾次調制就能實現這個公式执虹。

圖3為采用不同控制策略和調制參數進行幾次仿真的結果,最壞的情況出現在用具有高功率因子和調制指數的空間矢量調制時。在這種情況下,分流電阻中的RMS電流會比電機里的RMS電流高23%蒋畜。這個結果可以用來評估分流電阻器最差的功耗情況声畏。注意在實際應用中,調制指數和功率因子不能是整數。

分流電阻器也能與低端IGBT發(fā)射極串聯姻成。在這種結構中,分流電阻里的RMS電流與功率因子和調制指數無關,各相的電流值比RMS電流少29%淤点。

基于PC的選擇工具

總之,集成功率模塊的性能可以通過行為模型迅速進行仿真,并且容易實現。該技術的結果是返回正弦RMS電流值,比典型的DC值更有用,因為它顯示了功率模塊在真實應用情況下的容量能盈。然而,用戶通常并不能將其實際的情況完全對應到標準數據手冊中揉远。

為此,我們正在創(chuàng)建一種讓客戶迅速重新計算其電流值曲線的工具,用戶通過該工具彈出的對話窗口輸入參數就可以計算出電流值。該工具最初將支持IRAM PlugnDrive系列功率模塊,未來設計工程師在設計高效率三相感應電機時可以輕易地實現最佳的電機控制模塊接寥。

作者:Andrea Gorgerino

Alberto Guerra

國際整流器公司

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